Portalul de știri și analitic „timpul electronic”. Convertoare simple de tensiune auto-oscilante care utilizează tranzistoare Convertoare de tensiune push-pull de joasă tensiune

În fig. Figura 5 prezintă o diagramă a unei etape de amplificare a tranzistorului push-pull cu o intrare și o ieșire a transformatorului.

Brațul superior al amplificatorului formează un tranzistor VT 1 și semiînfășurările superioare ale transformatoarelor televizor 1 și televizor 2, brațul inferior include un tranzistor VT 2, semiînfășurările inferioare ale transformatoarelor televizor 1 și televizor 2. În mod ideal, ambele brațe sunt exact aceleași, iar circuitul este simetric față de axa orizontală care trece prin punctele medii ale transformatoarelor.

Amplificatorul poate funcționa în ambele moduri de clasă O , și clasa ÎN . Pentru a comuta cascada în modul ÎN este suficient să reduceți tensiunea de polarizare cu R 2 (creșterea rezistenței R 1 și reduceți R 2 sau excludeți circuitele de polarizare) la o valoare care oferă un unghi de tăiere de 90 0. Luați în considerare modul de clasă ÎN .

Caracteristicile circuitului. Etapă de amplificare push-pull cu intrare și ieșire transformator, alimentare colector în serie, polarizat tensiune constantă, creat de curentul divizor pe rezistențe R 1, R 2, asamblate pe tranzistoare tip n-p-n conform schemei cu OE care funcționează în modul de clasă ÎN .

Scopul elementelor. Transformator televizor 1 este conceput pentru a obține două tensiuni egale ca amplitudine și opuse în fază, precum și pentru a potrivi rezistența sursei de semnal cu impedanța de intrare a amplificatorului.

Transformator televizor 2 asigură potrivirea rezistențelor de sarcină cu rezistența de ieșire a circuitelor colectoare ale tranzistoarelor.

Condensator CU bl1 blocuri R 2 AC, reducând pierderea componentei AC a semnalului de intrare.

Divizor R 1 , R 2 oferă poziția necesară a NRT pe caracteristicile tranzistoarelor.

Principiul de funcționare a circuitului. Când nu există semnal de intrare ( U 1 =0) și sursa de alimentare este pornită, curentul divizorului circulă. Pe un rezistor R 2, se creează o tensiune de polarizare, a cărei mărime asigură poziția NRT la începutul caracteristicilor de transmisie statică ale tranzistoarelor. Ambele tranzistoare sunt oprite. Nu trece curent prin transformatorul TV2 și tensiunea de ieșire este zero. Astfel, în modul static permanent curenti prin tranzistori nu scurge, aceste. în mod ÎN Curentul de repaus al tranzistoarelor este practic zero, ceea ce predetermina deja un consum redus de curent de alimentare.

Când o tensiune alternativă, de exemplu, un semnal armonic ( U 1 ¹ 0) pe înfășurările secundare ale transformatorului TV1 se formează două tensiuni secundare, deplasate una față de alta cu 180 0 (vezi Fig. 5). Ca rezultat, unul dintre tranzistori, de exemplu, VT1 superior, intră în modul activ (se deschide) și forma curentului prin acesta urmează forma tensiunii aplicate. Impulsul de curent trece prin transformatorul superior de-a lungul circuitului: + E k , semiînfășurare superioară TV2, K, KP, EP, E, ┴, - E k. Induce un impuls de curent prin înfășurarea secundară TV2, care curge prin sarcină. Și, în același timp, tranzistorul inferior este în modul de întrerupere și nu curge nici un curent prin jumătatea de înfășurare inferioară a transformatorului.

Când se modifică polaritatea tensiunii de intrare, starea tranzistoarelor se schimbă în sens opus. În acest caz, un impuls de curent sub influența semnalului de intrare curge în brațul inferior al cascadei de-a lungul circuitului: + E k, jumătatea inferioară înfășurării TV2, K, KP, EP, E, ┴, - E k. Ca rezultat, un curent invers este excitat în înfășurarea secundară a transformatorului TV2.

Astfel, un curent curge prin sarcină, a cărui formă coincide cu forma tensiunii de control ( U 1). Diagramele de timp ale tensiunii de control, curenților prin tranzistori, sarcină și prin sursa de alimentare sunt prezentate în Fig. 6.

După cum reiese din figură, curentul care curge prin tranzistoare este un impuls cosinus cu o durată egală cu jumătate din perioada tensiunii de control. Tranzistoarele de aici funcționează strict alternativ : fiecare trece o jumătate de undă de curent numai în timpul semiciclului său de oscilație (Fig. 6). În a doua jumătate a perioadei, este blocat și nu consumă curent de la sursa de alimentare. În timpul acestui semiciclu, al doilea tranzistor funcționează. Acest mod se numește modul de clasă ÎN . Curenții de colector ai tranzistoarelor VT1 și VT2 pot fi reprezentați ca o serie Fourier:

Din moment ce punctele i k1 și i k2 curge în jurul jumătăților înfășurărilor TV2 în direcții opuse, apoi fluxul magnetic rezultat creat de acestea este proporțional cu diferența lor. Curentul prin sarcină este proporțional cu fluxul magnetic, prin urmare, pentru curentul din sarcină putem scrie

Curentul din circuitul de putere a amplificatorului este egal cu suma curenților brațului:

Din rezultatele obtinute rezulta:

1. Deoarece curentul de ieșire conține numai armonice ciudate, într-o cascadă push-pull are loc compensarea armonicilor pare curenții de umăr sub sarcină. Acest lucru vă permite să reduceți nivelul distorsiunilor neliniare folosind modul economic ÎN .

2. La ieșirea cascadei va exista compensa toate interferențele indus în fază în braţe atât de la sursa de alimentare cât şi din alte surse. Acest lucru reduce sensibilitatea amplificatorului la ondulațiile de tensiune de alimentare, ceea ce face posibilă simplificarea filtrelor de netezire în circuitele de alimentare.

3. Diferența de curent al armelor nu contine o componenta de curent continuuși nu există o magnetizare constantă a miezului transformatorului. Acest lucru vă permite să utilizați acest transformator la un nivel de semnal de ieșire mai mare sau la o putere de ieșire dată, reduceți semnificativ dimensiunile, greutatea și costul acestuia.

Deoarece curenții trec prin tranzistori numai în timpul unei părți a perioadei și în restul timpului tranzistorul este închis, atunci puterea disipată a tranzistorului scade, ceea ce face posibilă utilizarea unui tranzistor într-un circuit amplificator push-pull care disipează o putere cu un ordin de mărime mai mică decât un tranzistor într-o cascadă cu un singur capăt care funcționează în modul de clasă O cu aceeași putere utilă. Calculele arată că eficiența într-o cascadă push-pull se poate apropia de 78,6%. Acest lucru se realizează printr-o rată mare de utilizare a tensiunii colectorului și o valoare mică a componentei constante a curentului colectorului (modul de clasă). ÎN ).

Formă caracteristicile de frecvență amplificatorul de putere este determinat de frecvență proprietățile transformatorului. Expresiile analitice pentru răspunsul în frecvență coincid cu expresii similare pentru o cascadă de transformator cu un singur ciclu.

Dezavantajele cascadei transformatoarelor:

· dimensiune mare, greutate și cost;

· banda de frecventa de operare relativ ingusta;

· distorsiuni și schimbări mari de fază la marginile benzii de trecere, ceea ce împiedică stadiul final să atingă OOS profund, deoarece stabilitatea este încălcată;

· prezența transformatoarelor face imposibilă integrarea PA. Există pierderi suplimentare de energie utilă în transformatoare; eficiența acestora este de obicei de 0,7 ¸ 0,9.

În plus, modul ÎN deși oferă o eficiență ridicată, introduce distorsiuni neliniare crescute datorită curburii secțiunii inițiale a caracteristicii de transfer a tranzistoarelor eu Pentru ( U fi), ca urmare a faptului că caracteristica combinată a ambelor tranzistoare (Fig. 7, O), reprezentând dependența curentului lor de diferență, are aspectul unei trepte în vecinătatea trecerii cu zero.

Acest lucru determină așa-numiții pași centrali pe diferența de curent sinusoid (Fig. 7, b), și, prin urmare, tensiunea de ieșire.

Pentru a le elimina, se folosește modul AB, în care se aplică o polarizare inițială mică tranzistoarelor NRT A1 și A2, astfel încât acestea să se afle în mijlocul secțiunilor curbe inițiale ale caracteristicilor de transfer (Fig. 8, O). Combinarea caracteristicilor de tensiune ale tranzistoarelor U Fie punctele A1 și A2, vedem că caracteristica curentului de diferență este dreaptă (linia întreruptă în figură) și nu apar pași (Fig. 8, b). În modul AB, la curenți mici, ambele brațe funcționează simultan, similar modului A, iar neliniaritatea caracteristicilor brațului este compensată reciproc.

În modul AB la amplitudini mici, eficiența etapei finale scade (comparativ cu modul B). Cu toate acestea, eficiența totală a întregului amplificator scade ușor, deoarece curentul de repaus al tranzistorilor finali este de obicei mai mic decât curentul total de alimentare al etapelor preliminare. Modul AB pentru etapele push-pull este cel mai comun, deoarece oferă o eficiență ridicată și o distorsiune neliniară scăzută.

Cascade fără transformator push-pull

Circuitele fără transformator sunt din ce în ce mai utilizate. La implementarea acestora, este ușor să se realizeze o comunicare directă între cascade (fără izolarea condensatoarelor). Au caracteristici bune de frecvență și amplitudine și sunt ușor de realizat folosind tehnologia integrată, deoarece nu conțin transformatoare voluminoase. Cel mai adesea, amplificatoarele fără transformator sunt asamblate folosind un circuit push-pull și funcționează în principal în modul AB.

Denumirea „cascada fără transformator” este în general condiționată; Faptul este că, de regulă, amplificatoarele folosesc două sau trei tranzistoare compozite în fiecare braț. Prin urmare, brațul este un amplificator cu două sau trei trepte.

În fig. Figura 9 prezintă unul dintre circuitele comune ale unui amplificator de putere fără transformator în două trepte cu control paralel al tranzistoarelor etapei finale push-pull (pe VT 2 și VT 3) tensiune alternativă monofazată.

Pentru a elimina necesitatea a două surse de alimentare, rezistența la sarcină R n conectat printr-un condensator de decuplare C 2 la unul dintre polii sursei E n. Acest lucru este posibil pentru că numai AC. Tensiune între bornele condensatorului C 2 aproape constant și aproape de E p/2. În modul AB, în timpul semiciclului când tranzistorul VT 3 deschideri, condensator CU 2 din circuitul de sarcină este conectat în serie cu sursa E n și tensiunile lor sunt scăzute, astfel încât tensiunea finală de alimentare a unui braț să fie egală cu E p - E C2 = E n/2 și condensatorul CU 2 este parțial încărcat de curentul tranzistorului VT 3. În timpul semiciclului de funcționare a tranzistorului VT 2 condensatoare cu tensiune E C2 = E p/2 servește ca sursă de energie și este parțial descărcat.

În circuitele cu cascade de mare putere fără transformator, devine dificil să selectați o pereche complementară de tranzistoare de mare putere cu parametri aceiași sau similari. Ieșire - utilizarea tranzistoarelor compozite în brațele unui circuit în două trepte al etajului de ieșire.

Un convertor de tensiune push-pull destul de puternic și simplu poate fi construit folosind doar două puternice tranzistoare cu efect de câmp. Am folosit în mod repetat un astfel de invertor într-o varietate de modele. Circuitul folosește două tranzistoare puternice cu canal N, este recomandabil să le luați cu o tensiune de funcționare de 100 volți; curent admisibil 40 Amperi sau mai mult.

Schema este destul de populară pe Internet.

Pe lângă tranzistori din circuit, avem diode ultra-rapide, puteți folosi diode precum UF4007, HER207, HER307, HER308, MUR460 și altele. Două diode zener de 12 volți pentru a limita tensiunea pe porțile comutatoarelor de câmp este recomandabil să luați diode zener cu o putere de 1 sau 1,5 wați dacă nu sunt disponibile diode zener de 12 volți, atunci le puteți utiliza cu a tensiune de stabilizare de 9-15 volți, nu critică.

Este recomandabil să luați rezistențe de limitare cu o putere de 0,5 sau 1 watt, este posibilă o ușoară supraîncălzire a acestor rezistențe pe principiul opus – ca unul step-up. Pentru orice eventualitate, voi spune că înfășurarea primară sau de putere este formată din 2x5 spire, înfășurate cu o bară de 5 fire separate de 0,7 mm fiecare (fiecare bară), firul nu este critic.

Înfășurarea secundară, crescătoare, este înfășurată deasupra primarului și constă din 45 de spire - este suficient pentru a produce 220 de volți, ținând cont de frecvența de funcționare a generatorului.

Circuitul nu conține componente critice, scatter baza elementului destul de lat. Tranzistoarele trebuie instalate pe radiator nu uitați să le separați de radiator cu distanțiere din mica, dar acest lucru este în cazul unui radiator solid.

Choke-ul poate fi înfășurat pe un inel de la șocurile de ieșire ale unei surse de alimentare a computerului, înfășurarea este înfășurată cu o bară de 3 fire de 1 mm (fiecare), numărul de spire este de la 6 la 12.

Câteva despre putere și măsuri de siguranță. Tensiunea de ieșire depinde de sarcina conectată; acest invertor este proiectat să funcționeze cu sarcini pasive (lampă, fier de lipit etc.), deoarece frecvența de ieșire este de sute de ori mai mare decât frecvența rețelei.

Pentru a conecta sarcinile active la invertor, tensiunea de la ieșirea transformatorului trebuie mai întâi redresată, apoi netezită cu un condensator electrolitic, nu uitați că redresorul trebuie să folosească diode rapide cu o tensiune inversă de cel puțin 600 de volți și un curent; de 2 Amperi sau mai mult. Condensator electrolitic pentru tensiune 400 Volti, capacitate 47-330 µF. Puterea invertorului este de 300 de wați!

Fii extrem de atent— tensiune de ieșire după ce un redresor cu un condensator este mortal!

0

Convertoarele push-pull pot fi autoexcitate sau excitate independent. În prezent, se folosesc în principal convertoare cu excitație independentă, care au o eficiență mai mare. În practică, sunt utilizate trei circuite principale ale convertoarelor push-pull: cu ieșirea punctului neutru al înfășurării primare a transformatorului (cu un punct de mijloc), semipunte și punte. Transformatorul inclus în convertor are două înfășurări primare identice cu numărul de spire W 11 = W 12 = W 1 și două înfășurări secundare identice cu numărul de spire W 21 = W 22 = W 2.

Să luăm în considerare modul de funcționare în regim staționar al unui convertor ideal în cazul curenților continui de inductor L cu controlul lățimii impulsului a tranzistoarelor VT1 și VT2. Când tranzistorul de control VT1 este comutat în modul de saturație, tensiunea sursei de energie U 0 va fi aplicată înfășurării primare W 11 a transformatorului.

Ca urmare, la cleme înfăşurare secundară Va apărea W 21 un EMF E 2 cu o polaritate care asigură deschiderea diodei VD1. În acest caz, în timpul intervalului de stare deschisă VT1, toate celelalte diode și tranzistorul VT2 vor fi închise.

Deoarece EMF E 2 = U 0 n 21 = U 0 W 2 /W 1, la înfășurarea inductorului L se va aplica o tensiune egală cu U 0 n 21 - U n. Sub influența acestei tensiuni, curentul din înfășurarea inductorului L va crește liniar de la valoarea minimă la cea maximă corespunzătoare momentului de timp t = γT, când sistemul de control comută tranzistorul VT1 în starea închisă.

În acest interval de timp, energia este transferată la sarcină, energia este acumulată în inductorul L și condensatorul C1 este reîncărcat. În acest caz, tensiunea aplicată tranzistorului închis VT2 se dovedește a fi egală cu 2U 0. Când tranzistorul VT1 este oprit, polaritatea EMF se modifică la bornele tuturor înfășurărilor transformatorului, ceea ce duce la blocarea diodei VD1 și la deschiderea diodei VD3. Ca rezultat, înfășurării inductorului va fi aplicată o tensiune egală cu tensiunea de pe sarcină și va transfera energia stocată anterior sarcinii și condensatorului C1 (atâta timp cât curentul inductorului este mai mare decât curentul de sarcină). În acest caz, tensiunea aplicată tranzistoarelor închise VT1 și VT2 se dovedește a fi egală cu tensiunea sursei de energie U 0, deoarece transformatorul se află în modul de scurtcircuit (cu înfășurarea primară deconectată de la sursa de energie).

În momentul t/T = 0,5, sistemul de comandă comută tranzistorul VT2 în starea deschisă, în urma căreia înfășurarea primară W 12 a transformatorului (care este în regim de scurtcircuit) este conectată la sursa de energie. Aceasta duce la o creștere bruscă a curentului în înfășurările W 22 și W 12 ale transformatorului. În momentul în care curentul din înfășurarea W 22 atinge valoarea curentului inductor L, începe procesul de blocare a diodei VD3. În intervalul 0,5T ≤ t ≤ (0 5 + γ)T, tranzistorul UT2 este deschis și în modul de saturație, iar curentul inductor crește din nou de la valoarea minimă la valoarea maximă.

Caracteristica de control a acestui convertor are următoarea formă: U H = 2n 21 γU 0.

După cum se poate observa din expresie, caracteristica de reglare a acestui convertor diferă de caracteristica de reglare a unui convertor cu o singură cursă cu conectare directă a unei diode doar cu un factor de 2. Cu toate acestea, în acest din urmă caz, sunt necesare două transformatoare separate. , puterea calculată a fiecăruia dintre ele este jumătate din puterea transformatorului convertorului push-pull. În plus, trebuie amintit că inversarea magnetizării materialului miezului magnetic în convertoarele cu un singur capăt cu conexiune directă a diodei se realizează conform unui ciclu de inversare a magnetizării asimetrice parțiale, în timp ce în acest convertor ideal inversarea magnetizării este efectuată. conform unui ciclu parţial simetric. Prin urmare, dimensiunile transformatorului dintr-un convertor push-pull vor fi mai mici în comparație cu dimensiunile celor două transformatoare ale convertoarelor cu o singură cursă.

Exprimarea valorii critice a inductanței L kp a inductorului L, asigurând continuitatea curentului inductorului la valoarea minima Curentul de sarcină J n min ia următoarea formă pentru un convertor push-pull (sau două convertoare cu un singur ciclu care funcționează pe un filtru comun):

Diferența de funcționare va fi doar aceea că în intervalele stării închise a tranzistoarelor, ambele diode la ieșirea convertorului (VD1, VD2) vor fi deschise și un curent egal cu jumătate din curentul inductorului va fi închis prin fiecare dintre ei. De exemplu, convertoarele de amplificare (stabilizatoare) KV-12/100 (KS-14/100), utilizate pe scară largă în sistemele de alimentare cu energie electrică pentru echipamente de telecomunicații, sunt considerate convertoare push-pull în versiunea fără dioda VD3.

În convertoarele reale push-pull care funcționează la frecvențe de 20 kHz și mai mari, valoarea inegală a timpului de resorbție a purtătorilor în exces în tranzistoare atunci când sunt oprite duce la faptul că creșterea fluxului magnetic în transformator în intervalul de stare deschisă a unui tranzistor diferă de creșterea fluxului magnetic în intervalul de stare deschisă a celuilalt tranzistor. Ca urmare, în convertoarele push-pull poate apărea așa-numita magnetizare unilaterală a materialului miezului magnetic al transformatorului. Și, ca urmare, saturarea materialului circuitului magnetic și un scurtcircuit pentru sursa de energie, ceea ce duce la defectarea tranzistoarelor. Un alt motiv pentru apariția polarizării unidirecționale este asimetria electrică a circuitului, care apare de obicei la niveluri scăzute de tensiune de ieșire. Pentru a elimina fenomenul de magnetizare unilaterală, este necesar să se recurgă la o complicație semnificativă a circuitului de control în convertoarele push-pull în comparație cu convertoarele cu un singur ciclu. În acest scop, de exemplu, în circuitul de comandă este introdus un dispozitiv care monitorizează valoarea medie a curenților tranzistorilor și, atunci când acestea sunt dezechilibrate, asigură corectarea automată a duratei stării de pornire a tranzistorilor.

Convertorul considerat este utilizat în practică la un nivel relativ scăzut tensiuni înalte sursă de energie, deoarece tensiunea aplicată tranzistorului închis este de două ori mai mare decât tensiunea sursei de energie. La tensiune înaltă U0 (câteva sute de volți), circuitele semi-pod și punte ale convertoarelor push-pull sunt utilizate pe scară largă.

Într-un convertor în jumătate de punte, doi condensatori cu aceeași capacitate sunt instalați în paralel cu o sursă de energie cu tensiunea U 0. Înfășurarea primară a transformatorului TV1 este conectată între punctul comun al acestor condensatoare și punctul comun al tranzistoarelor VT1 și VT2.

Într-un convertor ideal, tensiunea medie pe fiecare condensator este egală cu jumătate din tensiunea U 0 . Când sistemul de control, de exemplu, tranzistorul VT1, este transferat în modul de saturație, tensiunea aplicată înfășurării primare a transformatorului TV1 va fi egală cu tensiunea de pe condensatorul C1. Ca rezultat, EMF E 2 la bornele înfășurării secundare VT1 va fi egal cu U 0 n 21 /2. În acest caz, diodele VD3 și VD6 vor fi deschise. Tensiunea aplicată tranzistorului închis VT2, egală cu suma tensiunii de pe condensatorul C2 și f.e.m. a înfășurării primare TV1, va fi egală cu tensiunea U 0. Pentru a exclude intervalele în care ambele tranzistoare sunt deschise simultan, durata stării deschise a VT1 și VT2 trebuie să fie mai mică de jumătate din perioada de conversie a energiei. În timpul intervalelor de stare deschisă VT1 (VT2), energia este transferată la sarcină și acumulată în inductorul L1 și condensatorul C3. Curbele curentului colectorului tranzistorului, curentul inductorului L1, tensiunea la intrarea filtrului L1 C3 și tensiunea la sarcină coincid complet ca formă cu curbele corespunzătoare. În intervalele stării oprite a tranzistorilor, toate cele patru diode ale redresorului de ieșire sunt deschise și un curent egal cu jumătate din curentul inductorului trece prin fiecare dintre ele, în timp ce tensiunea aplicată tranzistoarelor închise este egală cu U 0 /2 . Caracteristica de control a unui convertor în jumătate de punte (când funcționează în modul de curenți continui a inductorului L1) are următoarea formă: U H = γU 0 n 21.

Expresia valorii critice a inductanței L kp a inductorului L, care asigură continuitatea curentului inductorului la valoarea minimă a curentului de sarcină I n min, ia următoarea formă pentru un convertor în jumătate de punte:

Convertoarele cu jumătate de punte sunt de obicei utilizate cu putere de ieșire de până la câteva sute de wați, deoarece odată cu creșterea puterii de ieșire dimensiunile totale ale condensatoarelor C1, C2 cresc brusc. În plus, toate celelalte lucruri fiind egale, curentul de colector al tranzistoarelor în convertoarele cu jumătate de punte este de două ori mai mare decât în ​​convertoarele în punte, ceea ce duce la pierderi mari în acestea și la creșterea dimensiunii radiatoarelor de răcire a tranzistorilor.

Într-un convertor în punte cu metoda clasică, așa-numita simetrică de control a tranzistorilor, sistemul de control asigură comutarea sincronă a tranzistoarelor diagonale (VT1 și VT4 în intervalul primei jumătate a perioadei, apoi VT2 și VT3 în intervalul de a doua jumătate a perioadei de conversie a energiei). În acest caz, în intervalul de stare deschis al oricărei perechi de tranzistoare diagonale, tensiunea aplicată înfășurării primare TV1 și fiecăruia dintre tranzistoarele închise dintr-un convertor ideal este egală cu tensiunea sursei de energie. În caz contrar, funcționarea unui convertor în punte cu o metodă simetrică de control a tranzistorilor este similară cu funcționarea convertoarelor push-pull discutate mai sus.

În interval, tranzistoarele diagonale VT1 și VT4 sunt deschise, ca urmare, curentul i 1, egal cu suma curentului de magnetizare (curent fără sarcină) al transformatorului și a curentului inductor: L1, redus la înfășurarea primară, curge la începutul înfășurării primare TV, dioda de ieșire VD5 este deschisă și transmiterea energiei are loc în sarcină și acumularea acesteia prin bobine L1 și L. În același timp, tensiunea pe condensatoarele C2 și C3. egală cu tensiunea U 0 . În momentul t 1, circuitul de control oprește VT4, drept urmare curentul i 1 începe să se închidă în circuit: înfășurare primară TV (în aceeași direcție) - condensator C3 - tranzistor deschis VT1 - inductor L. Procesul rapid începe condensatorul de reîncărcare C3 și condensatorul de încărcare C4. Într-un timp mai mic decât t setat, tensiunea la condensatorul C3 scade la zero, iar la condensatorul C4 crește la U 0 . După ce tensiunea de pe C3 a scăzut la zero, dioda VD3 se deschide și curentul i 1 este apoi închis prin această diodă, astfel încât în ​​momentul t 2 - momentul deschiderii VT3 - tensiunea de pe ea este practic nulă, adică există fara pierderi de putere in timpul deschiderii sale. În interval, înfășurarea primară TV și inductorul L sunt scurtcircuitate de dioda VD3 și tranzistorul VT1, astfel încât curentul din acest circuit nu suferă practic nicio modificare. În momentul t 3, tranzistorul VT1 se oprește și începe reîncărcarea rapidă a condensatorului C2 (și încărcarea condensatorului C1), astfel încât într-un timp mai mic de t setat, tensiunea pe C2 scade la zero, după care se deschide dioda VD2. Până la momentul t 4 - momentul deschiderii tranzistorului VT2 - curentul menținut de inductorul L este închis prin diodele VD2, VD3 și sursa de energie U 0, adică energia stocată de acest inductor se întoarce la sursă. VT2 este, de asemenea, pornit fără pierderi de putere. În timpul intervalului, VT2 și UT3 sunt deschise, curentul i 1 își schimbă direcția, dioda de ieșire VD6 este deschisă și energia este transferată de la sursă la sarcină și este, de asemenea, stocată în bobine. Procesele ulterioare din circuit se desfășoară într-un mod similar.

Pentru a elimina fenomenul de magnetizare unilaterală a transformatorului în transformatoarele de tensiune în semi-punte și punte, un condensator este adesea pornit în serie cu înfășurarea primară a transformatorului. O astfel de introducere a unui condensator are loc, de exemplu, în PN de surse de alimentare pentru PC, în redresoarele VBV-60/25-3k.

La ieșirea oricăruia dintre convertoarele push-pull considerate, redresorul de ieșire poate fi realizat fie folosind un circuit de punte monofazat, fie un circuit de redresare cu undă completă. Un circuit de redresare a punții monofazate este utilizat de obicei numai la niveluri de tensiune de ieșire relativ ridicate (câteva zeci de volți sau mai mult), deoarece se caracterizează prin pierderi mari în setul de supape în comparație cu un circuit cu undă completă.

Literatura utilizată: Alimentarea dispozitivelor și sistemelor de telecomunicații:
Tutorial pentru universități / V. M. Bushuev, V. A. Demyansky,
L. F. Zakharov și alții - M.: Hotline-Telecom, 2009. -
384 p.: ill.

Descărcați rezumatul: Nu aveți acces pentru a descărca fișiere de pe serverul nostru.

1. Arhitectura calculatoarelor sisteme informatice retele de telecomunicatii

   Document

   Dependente pentru a simplificare. 5. Prezentarea primit... unic ciclu (a) și în doi timpi(b) Șlapi RS. ..., specializat convertoare informații, ... index ( index căutare) permite... pentru științifice și tehnice calcule, probleme de matematică...

2. management

   Este dat LPC 1.0 calcul simplificat Index eu 8 Index 8 Index în doi timpi sistem convertor cu transformator...

3. arhivă

   Este dat LPC 1.0 calcul lățime de bandă interfata.... Faceți cunoștință cu și simplificat opțiuni, fără... DS3) 6 FDEDIN (DS3) 8 Index eu 8 Index 8 Index 10 Motor On A o 10 ... se aplică aici în doi timpi sistem convertor cu transformator...

4. management

   Este dat LPC 1.0 calcul lățimea de bandă a interfeței... . Faceți cunoștință cu și simplificat opțiuni, fără... DS3) 6 FDEDIN (DS3) 8 Index eu 8 Index 8 Index 10 Motor On A o 10 ... se aplică aici în doi timpi sistem convertor cu transformator...

Cel mai simplu invertor push-pull este un autogenerator conform schemei Royer. Aici tranzistoarele sunt alternativ în stare de saturație și de întrerupere. Această diagramă este prezentată în Figura 1.

Figura 1 Circuitul convertizorului de tensiune Push-Pull

După pornirea alimentării, curentul trece prin rezistorul R1, deschizând ambii tranzistori. Circuitul este simetric, iar curenții de colector ai tranzistoarelor sunt egali unul cu celălalt i K1 = i K2, FEM de auto-inducție în înfășurările W1 sunt de asemenea egale ca mărime, dar opuse ca direcție. Prin urmare, înfășurarea colectorului este în general neutră și nu este indus nimic în înfășurarea de bază. Din cauza zgomotului termic, de împușcare sau de pâlpâire, curentul unuia dintre tranzistori va crește instantaneu. Lasă i K1 > i K2, apoi va apărea un EMF în înfășurarea de bază, așa cum se arată în Figura 1, sub influența căreia VT1 se deschide ușor și VT2 se închide, i K1 crește și mai mult, EMF crește etc. are loc un proces asemănător avalanșei, în urma căruia VT1 intră în saturație, iar VT2 intră într-o stare de cutoff. Punctul de funcționare al miezului intră în regiunea de saturație, creșterea curentului se oprește, EMF de auto-inducție își schimbă semnul în cel opus pentru a menține curentul în scădere și are loc un proces invers de tip avalanșă, în urma căruia VT2 intră în saturație, iar VT1 intră în starea de tăiere și așa mai departe.

Acesta este un auto-oscilator cu un transformator saturabil. Inducția în miez variază de la –Bm la +Bm. Rezistorul R1 servește la pornirea circuitului și a rezistenței R b limitează curentul de bază în stare deschisă.

Datorită vitezei finite a tranzistoarelor care funcționează cu saturație, timpul de absorbție a curentului colectorului nu este egal cu zero și timpul de oprire este mai mare decât timpul de pornire. Prin urmare, în momentul schimbării polarității tensiunii pe W1, VT1 nu a avut încă timp să intre în starea de întrerupere, dar VT2 s-a pornit deja și, la VT1 încă deschis, se aplică tensiune.

(1)

Prin urmare, curentul colectorului are o supratensiune - așa-numitul curent de trecere. Diagramele de sincronizare a tensiunii sunt prezentate în Figura 2.

Figura 2 Curenți prin circuitul Royer

Mărimea curentului de trecere poate fi de câteva ori mai mare decât curentul de funcționare. Prin urmare, în sursele de alimentare moderne, astfel de circuite sunt rareori utilizate, dar în practica radioamatorilor sunt foarte răspândite - simplitatea și fiabilitatea, cu o putere scăzută de ieșire de până la 100 de wați, fac circuitul foarte atractiv.

Pentru capacitati mari utilizați convertoare acționate separat pentru a reduce pierderile de putere în transformatorul de ieșire saturabil. Circuitul de control devine mai complex, semnalele de control sunt generate cu o rezervă de timp pentru oprirea tranzistoarelor.

Circuitele push-pull includ, de asemenea, circuite în punte și semipunte. Figura 3a prezintă circuitul de putere al invertorului punte, iar Figura 3b prezintă diagrama de funcționare cu o sarcină activă. Tastele funcționează în perechi și alternativ (VT1, VT4 și VT2, VT3). Pierderile aici sunt mai mari decât într-un circuit convențional, deoarece două întrerupătoare sunt conectate în serie în circuitul de curent. Tensiunea de pe cheia privată este doar Ek, ​​deci acest circuit este de preferat la tensiuni mari de alimentare. Forma de undă a tensiunii pe sarcină și forma de undă a curentului sunt aceleași.

Figura 3 Bridge Inverter

În practică, sarcina este rareori activă, este de obicei inductivă (Figura 4) și curentul din înfășurarea primară nu se poate schimba instantaneu.

Figura 4 Invertor punte cu sarcină inductivă

După comutarea tastelor (VT1,4 închis, VT2,3 deschis) sub influența EMF de auto-inducție, curentul continuă să curgă o perioadă de timp (Δ t) prin înfăşurarea primară în aceeaşi direcţie. Comutatoarele VT2,3 nu rețin tensiune inversă și pot fi întrerupte de acest EMF de auto-inducție. Pentru a le proteja și a crea o cale pentru curentul de descărcare inductivă, toate comutatoarele sunt manevrate cu diode. Figura 4 prezintă doar două dintre ele. Energia stocată în inductanță revine la sursă prin circuit: minus sursei E K, dioda VD3, înfășurarea W1, dioda VD2, plus sursa E K, are loc recuperarea, iar pentru ca curentul să curgă în sursă , valoarea emf depășește E K cu suma Δ U. Puterea instantanee pe intervalul Δ t negativ

p = u×i

Recuperarea energiei poate juca, de asemenea, un rol pozitiv. De exemplu, transportul electric urban și locomotivele pe calea ferată. În ele, la deplasare, se produce consumul de energie din reteaua de contact conduce motoare electrice. La frânare, motoarele trec în modul generator, energia cinetică a mișcării este convertită în energie electrică și returnată în rețea. În sursele de alimentare, regenerarea duce doar la pierderi suplimentare și ar trebui evitată. Într-un invertor punte, de exemplu, puteți modifica algoritmul de control al comutatorului, așa cum se arată în Figura 5.

Figura 5 Invertor punte fără regenerare

În acest circuit, cu comutatoarele VT1 și VT4 închise, energia este transferată la sarcină și acumulată în inductanță. După deschiderea VT1, EMF de auto-inducție își schimbă semnul, așa cum se arată în Figura 6a, iar inductanța este descărcată prin întrerupătorul deschis VT4 și dioda de protecție VD3 la sarcină. Aici, marja de timp este astfel încât inductanța este complet descărcată și apar armonici mai mari în tensiunea de ieșire. Dacă nu există un decalaj între curenți i p și i 1, atunci nu va exista nicio scădere a tensiunii de ieșire și vor exista mai puține armonici mai mari în spectrul său.

Circuitele de punte ale convertoarelor de tensiune au patru întrerupătoare controlate și un circuit de control destul de complex. Circuitul cu jumătate de punte, care este prezentat în Figura 6, vă permite să reduceți numărul de chei.

Figura 6 circuitul convertorului de tensiune în semi-punte

Aici condensatoarele C1 și C2 creează un punct de mijloc artificial al sursei. Când VT1 este deschis, condensatorul C1 este descărcat la sarcină și C2 este reîncărcat, iar când VT2 este deschis, dimpotrivă, C2 este descărcat la sarcină și C1 este reîncărcat. Tensiunea aplicată înfășurării primare a transformatorului este egală cu tensiunea pe un condensator.

Literatură:

1. Sajnev A.M., Rogulina L.G., Abramov S.S. „Alimentarea dispozitivelor și sistemelor de comunicație”: Manual / Instituția de Învățământ de Stat de Învățământ Profesional Superior SibGUTI. Novosibirsk, 2008 – 112 s.
2. Aliev I.I. Carte de referință electrică. – Ed. a IV-a. corr. – M.: IP Radio Soft, 2006. – 384 p.
3. Geytenko E.N. Surse secundare de energie. Proiectarea și calculul circuitelor. Ghid de studiu. – M., 2008. – 448 p.
4. Alimentarea dispozitivelor și sistemelor de telecomunicații: Manual pentru universități / V.M. Bushuev, V.A. Deminsky, L.F. Zaharov și alții - M., 2009. – 384 p.