Balita at analytical portal "oras ng electronics". Simpleng self-oscillating voltage converter gamit ang mga transistors Low-voltage push-pull voltage converter

Sa Fig. Ang Figure 5 ay nagpapakita ng isang diagram ng isang push-pull transistor amplification stage na may isang transpormer input at output.

Ang itaas na braso ng amplifier ay bumubuo ng isang transistor VT 1 at upper half-windings ng mga transformer TV 1 at TV 2, ang lower arm ay may kasamang transistor VT 2, mas mababang kalahating windings ng mga transformer TV 1 at TV 2. Sa isip, ang parehong mga braso ay eksaktong pareho at ang circuit ay simetriko tungkol sa pahalang na axis na dumadaan sa mga midpoint ng mga transformer.

Ang amplifier ay maaaring gumana sa parehong class mode A , at klase SA . Upang ilipat ang cascade sa mode SA ito ay sapat na upang bawasan ang bias boltahe sa pamamagitan ng R 2 (pataasin ang resistensya R 1 at bawasan R 2, o ibukod ang mga bias circuit) sa isang value na nagbibigay ng cut-off na anggulo na 90 0. Isaalang-alang ang mode ng klase SA .

Mga katangian ng circuit. Push-pull amplification stage na may transpormer input at output, series collector supply, biased pare-pareho ang boltahe, na nilikha ng kasalukuyang divider sa mga resistors R 1, R 2, binuo sa transistors uri ng n-p-n ayon sa pamamaraan na may OE na tumatakbo sa mode ng klase SA .

Layunin ng mga elemento. Transformer TV 1 ay idinisenyo upang makakuha ng dalawang boltahe na pantay sa amplitude at kabaligtaran sa phase, pati na rin ang pagtutugma ng paglaban ng pinagmulan ng signal sa input impedance ng amplifier.

Transformer TV Tinitiyak ng 2 ang pagtutugma ng mga resistensya ng pagkarga sa paglaban ng output ng mga circuit ng kolektor ng mga transistor.

Kapasitor SA mga bloke ng bl1 R 2 para sa alternating current, binabawasan ang mga pagkalugi ng alternating component ng input signal.

Divider R 1 , R 2 ay nagbibigay ng kinakailangang posisyon ng NRT sa mga katangian ng mga transistor.

Ang prinsipyo ng pagpapatakbo ng circuit. Kapag walang input signal ( U 1 =0) at ang power source ay nakabukas, ang divider current ay dumadaloy. Sa isang risistor R 2, ang isang bias na boltahe ay nilikha, ang magnitude nito ay nagsisiguro sa posisyon ng NRT sa simula ng mga static na katangian ng paghahatid ng mga transistors. Parehong transistor ay naka-off. Walang kasalukuyang dumadaloy sa transpormer TV2 at ang output boltahe ay zero. Kaya, sa static na mode permanente agos sa pamamagitan ng mga transistor huwag tumagas, mga. nasa mode SA Ang tahimik na kasalukuyang ng mga transistor ay halos zero, na nauna nang natukoy ang isang pinababang supply ng kasalukuyang pagkonsumo.

Kapag ang isang alternating boltahe, halimbawa, isang harmonic signal ( U 1 ¹ 0) sa pangalawang windings ng transpormer TV1, dalawang pangalawang boltahe ang nabuo, inilipat na may kaugnayan sa bawat isa sa pamamagitan ng 180 0 (tingnan ang Fig. 5). Bilang isang resulta, ang isa sa mga transistor, halimbawa, ang itaas na VT1, ay napupunta sa aktibong mode (bubukas) at ang hugis ng kasalukuyang sa pamamagitan nito ay sumusunod sa hugis ng inilapat na boltahe. Ang kasalukuyang pulso ay dumadaloy sa itaas na transpormer sa kahabaan ng circuit: + E k , upper half-winding TV2, K, KP, EP, E, ┴, - E k. Nag-uudyok ito ng kasalukuyang pulso sa pamamagitan ng pangalawang paikot-ikot na TV2, na dumadaloy sa load. At sa parehong oras, ang mas mababang transistor ay nasa cut-off mode at walang kasalukuyang dumadaloy sa mas mababang kalahating paikot-ikot ng transpormer.

Kapag ang polarity ng input boltahe ay nagbabago, ang estado ng mga transistor ay nagbabago sa kabaligtaran. Sa kasong ito, ang isang kasalukuyang pulso sa ilalim ng impluwensya ng input signal ay dumadaloy sa ibabang braso ng cascade kasama ang circuit: + E k, lower half-winding TV2, K, KP, EP, E, ┴, - E k. Dahil dito, nasasabik ang reverse current sa secondary winding ng transformer TV2.

Kaya, ang isang kasalukuyang dumadaloy sa pagkarga, ang hugis nito ay tumutugma sa hugis ng boltahe ng kontrol ( U 1). Ang mga diagram ng timing ng control boltahe, mga alon sa pamamagitan ng mga transistor, pag-load at sa pamamagitan ng pinagmumulan ng kapangyarihan ay ipinapakita sa Fig. 6.

Tulad ng sumusunod mula sa figure, ang kasalukuyang dumadaloy sa mga transistors ay isang cosine pulse na may tagal na katumbas ng kalahati ng panahon ng control boltahe. Ang mga transistor dito ay gumagana nang mahigpit na halili : bawat isa ay pumasa sa kalahating alon ng kasalukuyang lamang sa panahon ng kalahating cycle ng oscillation nito (Larawan 6). Sa ikalawang kalahati ng panahon, ito ay naka-lock at hindi kumonsumo ng kasalukuyang mula sa pinagmumulan ng kuryente. Sa kalahating siklo na ito, ang pangalawang transistor ay nagpapatakbo. Ang mode na ito ay tinatawag na mode ng klase SA . Ang mga alon ng kolektor ng mga transistor na VT1 at VT2 ay maaaring kinakatawan bilang isang serye ng Fourier:

Dahil ang mga puntos i k1 at i Ang k2 ay dumadaloy sa paligid ng mga halves ng TV2 windings sa magkasalungat na direksyon, pagkatapos ay ang resultang magnetic flux na nilikha ng mga ito ay proporsyonal sa kanilang pagkakaiba. Ang kasalukuyang sa pamamagitan ng load ay proporsyonal sa magnetic flux, samakatuwid, para sa kasalukuyang sa load maaari naming isulat

Ang kasalukuyang sa amplifier power circuit ay katumbas ng kabuuan ng mga alon ng braso:

Mula sa mga resultang nakuha ito ay sumusunod:

1. Dahil naglalaman ang kasalukuyang output mga kakaibang harmonika lamang, sa isang push-pull cascade ay nangyayari kabayaran ng kahit na harmonika agos ng balikat sa ilalim ng pagkarga. Pinapayagan ka nitong bawasan ang antas ng mga di-linear na pagbaluktot gamit ang matipid na mode SA .

2. Sa output ng cascade magkakaroon mabayaran ang lahat ng panghihimasok induced in phase sa arms parehong mula sa power supply at mula sa iba pang mga mapagkukunan. Binabawasan nito ang sensitivity ng amplifier na mag-supply ng mga ripples ng boltahe, na ginagawang posible na gawing simple ang mga smoothing filter sa mga power circuit.

3. Pagkakaiba ng kasalukuyang ng mga armas ay hindi naglalaman ng direktang kasalukuyang bahagi, at walang pare-pareho ang magnetization ng core ng transpormer. Ito ay nagpapahintulot sa iyo na gamitin itong transpormer sa isang mas mataas na antas ng signal ng output o sa isang ibinigay na lakas ng output, makabuluhang bawasan ang mga sukat, timbang, at gastos nito.

Dahil ang mga alon ay dumadaloy sa mga transistor sa bahagi lamang ng panahon, at ang natitirang oras ay sarado ang transistor, kung gayon bumababa ang power dissipation ng transistor, na ginagawang posible na gumamit ng isang transistor sa isang push-pull amplifier circuit na nag-aalis ng isang order ng magnitude na mas kaunting kapangyarihan kaysa sa isang transistor sa isang solong-ended cascade na tumatakbo sa class mode A na may parehong kapaki-pakinabang na kapangyarihan. Ipinapakita ng mga kalkulasyon na ang kahusayan sa isang push-pull cascade ay maaaring lumapit sa 78.6%. Ito ay nakakamit sa pamamagitan ng isang mataas na rate ng paggamit ng boltahe ng kolektor at isang maliit na halaga ng pare-parehong bahagi ng kasalukuyang kolektor (class mode SA ).

Form katangian ng dalas Ang power amplifier ay tinutukoy ng dalas mga katangian ng transpormer. Ang mga analytical na expression para sa frequency response ay nag-tutugma sa mga katulad na expression para sa isang solong-cycle na transformer cascade.

Mga disadvantages ng cascade ng transpormer:

· malaking sukat, timbang at gastos;

· medyo makitid na operating frequency band;

· mga distortion at malalaking phase shift sa mga gilid ng passband, na pumipigil sa huling yugto na maabot ang malalim na OOS, dahil ang katatagan ay nilabag;

· ang pagkakaroon ng mga transformer ay ginagawang imposibleng isama ang PA. May mga karagdagang pagkawala ng kapaki-pakinabang na enerhiya sa mga transformer;

Bilang karagdagan, ang mode SA kahit na ito ay nagbibigay ng mataas na kahusayan, ito ay nagpapakilala ng mas mataas na nonlinear distortion dahil sa curvature ng paunang seksyon ng transfer na katangian ng mga transistor. ako kay ( U be), bilang isang resulta kung saan ang pinagsamang katangian ng parehong transistors (Larawan 7, A), na kumakatawan sa pag-asa ng kanilang pagkakaiba sa kasalukuyang, ay may pagkakahawig ng isang hakbang sa paligid ng zero crossing.

Nagdudulot ito ng tinatawag na mga sentral na hakbang sa pagkakaiba ng kasalukuyang sinusoid (Larawan 7, b), at samakatuwid ay ang output boltahe.

Upang maalis ang mga ito, ginagamit ang AB mode, kung saan ang isang maliit na paunang bias ay inilapat sa NRT A1 at A2 transistors upang sila ay nasa gitna ng mga paunang hubog na seksyon ng mga katangian ng paglilipat (Larawan 8, A). Pinagsasama ang mga katangian ng boltahe ng mga transistor U Maging ang mga puntos na A1 at A2, nakikita namin na ang katangian ng pagkakaiba sa kasalukuyang ay tuwid (dashed line sa figure) at walang mga hakbang na lumabas (Fig. 8, b). Sa AB mode, sa mababang alon, ang parehong mga braso ay gumagana nang sabay-sabay, katulad ng mode A, at ang nonlinearity ng mga katangian ng braso ay kapwa nabayaran.

Sa AB mode sa mababang amplitude, bumababa ang kahusayan ng huling yugto (kumpara sa mode B). Gayunpaman, ang pangkalahatang kahusayan ng buong amplifier ay bahagyang bumababa, dahil ang tahimik na kasalukuyang ng huling transistors ay karaniwang mas mababa kaysa sa kabuuang supply ng kasalukuyang ng mga paunang yugto. Ang AB mode para sa mga yugto ng push-pull ay ang pinakakaraniwan, dahil nagbibigay ito ng mataas na kahusayan at mababang nonlinear distortion.

Push-pull transformerless cascades

Ang mga transformerless circuit ay lalong ginagamit. Kapag ipinatupad ang mga ito, madaling magsagawa ng direktang komunikasyon sa pagitan ng mga cascades (nang walang paghihiwalay ng mga capacitor). Mayroon silang mahusay na dalas at amplitude na mga katangian at madaling ginawa gamit ang pinagsamang teknolohiya, dahil hindi naglalaman ng malalaking transformer. Kadalasan, ang mga transformerless amplifiers ay pinagsama-sama gamit ang isang push-pull circuit at sila ay gumagana pangunahin sa AB mode.

Ang pangalang "transformerless cascade" ay karaniwang may kondisyon; Ang katotohanan ay, bilang isang panuntunan, ang mga amplifier ay gumagamit ng dalawa o tatlong elemento ng composite transistors sa bawat braso. Samakatuwid, ang braso ay isang dalawa o tatlong yugto na amplifier.

Sa Fig. Ipinapakita ng Figure 9 ang isa sa mga karaniwang circuit ng isang two-stage transformerless power amplifier na may parallel control ng mga transistor ng huling push-pull stage (sa VT 2 at VT 3) single-phase alternating boltahe.

Upang maalis ang pangangailangan para sa dalawang power supply, load resistance R n konektado sa pamamagitan ng isang decoupling capacitor C 2 sa isa sa mga pole ng pinagmulan E n. Ito ay posible dahil lamang AC. Boltahe sa pagitan ng mga terminal ng kapasitor C 2 halos palagi at malapit sa E p/2. Sa AB mode, sa panahon ng kalahating ikot kapag ang transistor VT 3 bubukas, kapasitor SA 2 sa load circuit ay konektado sa serye sa pinagmulan E n at ang kanilang mga boltahe ay ibinabawas, upang ang panghuling boltahe ng supply ng isang braso ay katumbas ng E p - E C2 = E n/2, at ang kapasitor SA 2 ay bahagyang sisingilin ng kasalukuyang transistor VT 3. Sa panahon ng kalahating ikot ng operasyon ng transistor VT 2 kapasitor na may boltahe E C 2 = E Ang p/2 ay nagsisilbing pinagmumulan ng kuryente at bahagyang na-discharge.

Sa mga circuit na walang transpormador na high-power cascades, nagiging mahirap na pumili ng komplementaryong pares ng high-power transistors na may pareho o katulad na mga parameter. Output - ang paggamit ng mga composite transistors sa mga bisig ng isang dalawang-yugto na circuit ng yugto ng output.

Ang isang medyo malakas at simpleng push-pull voltage converter ay maaaring itayo gamit lamang ang dalawang malakas field effect transistors. Paulit-ulit kong ginamit ang naturang inverter sa iba't ibang disenyo. Gumagamit ang circuit ng dalawang makapangyarihang N-channel transistors; pinahihintulutang kasalukuyang 40 Amps o higit pa.

Ang scheme ay medyo popular sa Internet.

Bilang karagdagan sa mga transistor sa circuit, mayroon kaming mga ultra-fast diodes; Dalawang 12-volt na zener diode upang limitahan ang boltahe sa mga gate ng mga switch ng field; stabilization boltahe ng 9-15 volts, hindi kritikal.

Maipapayo na kumuha ng paglilimita ng mga resistor na may kapangyarihan na 0.5 o 1 watts ang isang bahagyang overheating ng mga resistor na ito ay maaaring masugatan sa core mula sa isang power supply ng computer, maaari mong kahit na hindi wind kahit ano, at gamitin ang transpormer sa kabaligtaran na prinsipyo - bilang isang hakbang-up. Kung sakali, sasabihin ko na ang pangunahin o power winding ay binubuo ng 2x5 na pagliko, sugat na may busbar ng 5 magkahiwalay na mga wire na 0.7 mm bawat isa (bawat busbar), ang wire ay hindi kritikal.

Ang pangalawang, step-up winding ay nasugatan sa tuktok ng pangunahing at binubuo ng 45 na pagliko - ito ay sapat na upang makagawa ng 220 Volts, na isinasaalang-alang ang dalas ng pagpapatakbo ng generator.

Ang circuit ay hindi naglalaman ng mga kritikal na bahagi, scatter base ng elemento medyo malawak. Ang mga transistor ay dapat na naka-install sa heat sink;

Ang choke ay maaaring masugatan sa isang singsing mula sa mga output chokes ng isang computer power supply ay nasugatan sa isang busbar ng 3 strands ng 1 mm wire (bawat isa), ang bilang ng mga liko ay mula 6 hanggang 12.

Kaunti tungkol sa kapangyarihan at mga hakbang sa kaligtasan. Ang boltahe ng output ay nakasalalay sa konektadong pagkarga; ang inverter na ito ay idinisenyo upang gumana sa mga passive load (lampara, panghinang na bakal, atbp.) dahil ang dalas ng output ay daan-daang beses na mas mataas kaysa sa dalas ng network.

Upang ikonekta ang mga aktibong naglo-load sa inverter, ang boltahe mula sa output ng transpormer ay dapat munang ituwid, pagkatapos ay i-smooth gamit ang isang electrolytic capacitor na dapat gumamit ng mga fast diode na may reverse boltahe na hindi bababa sa 600 volts at isang kasalukuyang; ng 2 Amperes o higit pa. Electrolytic capacitor para sa boltahe 400 Volts, kapasidad 47-330 µF. Ang kapangyarihan ng inverter ay 300 watts!

Maging lubhang maingat— output boltahe tapos nakakamatay ang rectifier na may capacitor!

0

Ang mga push-pull converter ay maaaring maging self-excited o independent na excited. Sa kasalukuyan, ang mga converter na may independiyenteng paggulo, na may mas mataas na kahusayan, ay pangunahing ginagamit. Sa pagsasagawa, tatlong pangunahing circuit ng mga push-pull converter ang ginagamit: na may output ng neutral na punto ng pangunahing paikot-ikot ng transpormer (na may midpoint), kalahating tulay at tulay. Ang transpormer na kasama sa converter ay may dalawang magkaparehong pangunahing paikot-ikot na may bilang ng mga pagliko W 11 = W 12 = W 1 at dalawang magkaparehong pangalawang paikot-ikot na may bilang ng mga pagliko W 21 = W 22 = W 2.

Isaalang-alang natin ang steady-state operating mode ng isang perpektong converter sa kaso ng tuluy-tuloy na inductor currents L na may pulse-width na kontrol ng transistors VT1 at VT2. Kapag ang control transistor VT1 ay inilipat sa saturation mode, ang energy source boltahe U 0 ay ilalapat sa pangunahing winding W 11 ng transpormer.

Bilang isang resulta, sa mga clamp pangalawang paikot-ikot Ang W 21 isang EMF E 2 ay lilitaw na may polarity na nagsisiguro sa pagbubukas ng diode VD1. Sa kasong ito, sa panahon ng open state interval VT1, ang lahat ng iba pang diode at transistor VT2 ay isasara.

Dahil ang EMF E 2 = U 0 n 21 = U 0 W 2 /W 1, isang boltahe na katumbas ng U 0 n 21 - U n ang ilalapat sa inductor winding L. Sa ilalim ng impluwensya ng boltahe na ito, ang kasalukuyang sa inductor winding L ay tataas nang linearly mula sa minimum hanggang sa maximum na halaga na naaayon sa sandali ng oras t = γT, kapag inililipat ng control system ang transistor VT1 sa closed state.

Sa agwat ng oras na ito, ang enerhiya ay inililipat sa pagkarga, ang enerhiya ay naipon sa inductor L, at ang kapasitor C1 ay na-recharge. Sa kasong ito, ang boltahe na inilapat sa saradong transistor VT2 ay lumalabas na katumbas ng 2U 0. Kapag ang transistor VT1 ay naka-off, ang polarity ng EMF ay nagbabago sa mga terminal ng lahat ng windings ng transpormer, na humahantong sa pagharang ng diode VD1 at ang pagbubukas ng diode VD3. Bilang isang resulta, ang isang boltahe na katumbas ng boltahe sa load ay ilalapat sa inductor winding, at ito ay maglilipat ng dating nakaimbak na enerhiya sa load at capacitor C1 (hangga't ang inductor current ay mas malaki kaysa sa load current). Sa kasong ito, ang boltahe na inilapat sa mga saradong transistors na VT1 at VT2 ay lumalabas na katumbas ng boltahe ng pinagmumulan ng enerhiya na U 0, dahil ang transpormer ay nasa short circuit mode (na ang pangunahing paikot-ikot na naka-disconnect mula sa mapagkukunan ng enerhiya).

Sa sandaling t / T = 0.5, ang control system ay lumipat sa transistor VT2 sa bukas na estado, bilang isang resulta kung saan ang pangunahing paikot-ikot na W 12 ng transpormer (na nasa short circuit mode) ay konektado sa pinagmumulan ng enerhiya. Ito ay humahantong sa isang matalim na pagtaas sa kasalukuyang sa windings W 22 at W 12 ng transpormer. Sa sandaling ang kasalukuyang sa winding W 22 ay umabot sa halaga ng inductor kasalukuyang L, ang proseso ng pagharang sa diode VD3 ay nagsisimula. Sa pagitan ng 0.5T ≤ t ≤ (0 5 + γ)T, ang transistor UT2 ay bukas at nasa saturation mode, at ang kasalukuyang inductor ay muling tumataas mula sa minimum hanggang sa pinakamataas na halaga.

Ang kontrol na katangian ng converter na ito ay may sumusunod na anyo: U H = 2n 21 γU 0.

Tulad ng makikita mula sa expression, ang regulating na katangian ng converter na ito ay naiiba sa regulating na katangian ng isang single-stroke converter na may direktang koneksyon ng isang diode sa pamamagitan lamang ng isang factor na 2. Gayunpaman, sa huling kaso, dalawang magkahiwalay na mga transformer ang kinakailangan , ang kinakalkula na kapangyarihan ng bawat isa ay kalahati ng kapangyarihan ng transpormer ng push-pull converter. Bilang karagdagan, dapat tandaan na ang pagbabalik ng magnetization ng magnetic core na materyal sa mga single-ended converter na may direktang koneksyon ng diode ay isinasagawa ayon sa isang bahagyang asymmetrical magnetization reversal cycle, samantalang sa perpektong converter na ito ang magnetization reversal ay isinasagawa. ayon sa isang bahagyang simetriko cycle. Samakatuwid, ang mga sukat ng transpormer sa isang push-pull converter ay magiging mas maliit kumpara sa mga sukat ng dalawang transformer ng single-stroke converter.

Pagpapahayag para sa kritikal na halaga ng inductance L kp ng inductor L, tinitiyak ang pagpapatuloy ng kasalukuyang inductor sa pinakamababang halaga Ang kasalukuyang load J n min ay tumatagal ng sumusunod na anyo para sa isang push-pull converter (o dalawang single-cycle converter na gumagana sa isang karaniwang filter):

Ang pagkakaiba sa operasyon ay magiging lamang na sa mga pagitan ng saradong estado ng mga transistors, ang parehong mga diode sa output ng converter (VD1, VD2) ay bukas at ang isang kasalukuyang katumbas ng kalahati ng kasalukuyang inductor ay isasara sa bawat isa sila. Halimbawa, ang booster (stabilizing) converter na KV-12/100 (KS-14/100), na malawakang ginagamit sa mga power supply system para sa mga kagamitan sa telekomunikasyon, ay itinuturing na push-pull converter sa bersyon na walang VD3 diode.

Sa mga tunay na push-pull converter na tumatakbo sa mga frequency na 20 kHz at mas mataas, ang hindi pantay na halaga ng oras ng pagsipsip ng labis na mga carrier sa transistors kapag sila ay naka-off ay humahantong sa ang katunayan na ang pagtaas ng magnetic flux sa transpormer sa open state interval. ng isang transistor ay naiiba sa magnetic flux increment sa open state interval ng isa pang transistor. Bilang resulta, sa mga push-pull converter, maaaring lumitaw ang tinatawag na one-sided magnetization ng transformer magnetic core material. At, bilang isang resulta, saturation ng magnetic circuit na materyal at isang maikling circuit para sa mapagkukunan ng enerhiya, na humahantong sa pagkabigo ng mga transistors. Ang isa pang dahilan para sa paglitaw ng one-way na bias ay ang electrical asymmetry ng circuit, na kadalasang nangyayari sa mababang antas ng boltahe ng output. Upang maalis ang kababalaghan ng one-sided magnetization, kinakailangan na gumamit ng isang makabuluhang komplikasyon ng control circuit sa mga push-pull converter kumpara sa mga single-cycle converter. Para sa layuning ito, ang isang aparato ay ipinakilala sa control circuit, halimbawa, na sinusubaybayan ang average na halaga ng mga transistor currents at, kapag sila ay hindi balanse, ay nagbibigay ng awtomatikong pagwawasto ng tagal ng transistor 'sa estado.

Ang itinuturing na converter ay ginagamit sa pagsasanay sa medyo mababa mataas na boltahe mapagkukunan ng enerhiya, dahil ang boltahe na inilapat sa saradong transistor ay dalawang beses ang boltahe ng pinagmumulan ng enerhiya. Sa mataas na boltahe U0 (ilang daang volts), ang mga half-bridge at bridge circuit ng mga push-pull converter ay malawakang ginagamit.

Sa isang half-bridge converter, dalawang capacitor na may parehong kapasidad ay naka-install na kahanay sa isang mapagkukunan ng enerhiya na may boltahe U 0. Ang pangunahing paikot-ikot ng transpormer TV1 ay konektado sa pagitan ng karaniwang punto ng mga capacitor na ito at ang karaniwang punto ng transistors VT1 at VT2.

Sa isang perpektong converter, ang average na boltahe sa bawat kapasitor ay katumbas ng kalahati ng boltahe U 0 . Kapag ang control system, halimbawa, transistor VT1, ay inilipat sa saturation mode, ang boltahe na inilapat sa pangunahing winding ng transpormer TV1 ay magiging katumbas ng boltahe sa kapasitor C1. Bilang resulta, ang EMF E 2 sa mga terminal ng pangalawang paikot-ikot na VT1 ay magiging katumbas ng U 0 n 21 /2. Sa kasong ito, ang mga diode VD3 at VD6 ay magbubukas. Ang boltahe na inilapat sa saradong transistor VT2, katumbas ng kabuuan ng boltahe sa kapasitor C2 at ang emf ng pangunahing paikot-ikot na TV1, ay magiging katumbas ng boltahe U 0. Upang maibukod ang mga agwat kung saan ang parehong mga transistor ay bukas nang sabay-sabay, ang tagal ng bukas na estado ng VT1 at VT2 ay dapat na mas mababa sa kalahati ng panahon ng conversion ng enerhiya. Sa panahon ng bukas na mga pagitan ng estado VT1 (VT2), ang enerhiya ay inililipat sa pagkarga at naipon sa inductor L1 at capacitor C3. Ang mga curves ng kasalukuyang kolektor ng transistor, kasalukuyang inductor L1, boltahe sa input ng filter L1 C3 at boltahe sa pagkarga ay ganap na nag-tutugma sa hugis sa kaukulang mga curve. Sa mga agwat ng off state ng mga transistors, ang lahat ng apat na diode ng output rectifier ay bukas at isang kasalukuyang katumbas ng kalahati ng kasalukuyang inductor ay dumadaloy sa bawat isa sa kanila, habang ang boltahe na inilapat sa mga closed transistors ay katumbas ng U 0 /2 . Ang kontrol na katangian ng isang half-bridge converter (kapag tumatakbo sa mode ng tuluy-tuloy na alon ng inductor L1) ay may sumusunod na anyo: U H = γU 0 n 21.

Ang expression para sa kritikal na halaga ng inductance L kp ng inductor L, na tinitiyak ang pagpapatuloy ng kasalukuyang inductor sa pinakamababang halaga ng kasalukuyang load I n min, ay tumatagal ng sumusunod na form para sa isang half-bridge converter:

Ang mga half-bridge converter ay karaniwang ginagamit na may output power hanggang sa ilang daang watts, dahil sa pagtaas ng output power ang kabuuang sukat ng mga capacitor C1, C2 ay tumataas nang husto. Bilang karagdagan, ang lahat ng iba pang mga bagay ay pantay, ang kasalukuyang kolektor ng mga transistor sa mga half-bridge converter ay dalawang beses na mas malaki kaysa sa mga converter ng tulay, na humahantong sa malalaking pagkalugi sa kanila at sa pagtaas ng laki ng mga radiator ng paglamig ng transistor.

Sa isang converter ng tulay na may klasikal, tinatawag na simetriko na paraan ng pagkontrol ng mga transistor, tinitiyak ng control system ang kasabay na paglipat ng mga diagonal transistors (VT1 at VT4 sa pagitan ng unang kalahati ng panahon, at pagkatapos ay VT2 at VT3 sa pagitan ng ang ikalawang kalahati ng panahon ng conversion ng enerhiya). Sa kasong ito, sa open state interval ng anumang pares ng diagonal transistors, ang boltahe na inilapat sa pangunahing paikot-ikot na TV1 at sa bawat isa sa mga closed transistors sa isang perpektong converter ay katumbas ng boltahe ng pinagmumulan ng enerhiya. Kung hindi man, ang pagpapatakbo ng isang converter ng tulay na may simetriko na paraan ng pagkontrol sa mga transistor ay katulad ng pagpapatakbo ng mga push-pull converter na tinalakay sa itaas.

Sa agwat, ang diagonal transistors VT1 at VT4 ay bukas, bilang isang resulta, kasalukuyang i 1, katumbas ng kabuuan ng magnetizing current (no-load current) ng transpormer at ang inductor kasalukuyang: L1, nabawasan sa pangunahing paikot-ikot, dumadaloy sa simula ng pangunahing paikot-ikot na TV, ang output diode VD5 ay bukas at transmission nangyayari enerhiya sa load at ang akumulasyon nito sa pamamagitan ng chokes L1 at L. Sa parehong oras, ang boltahe sa capacitors C2 at C3. katumbas ng boltahe U 0 . Sa sandaling t 1, pinapatay ng control circuit ang VT4, bilang isang resulta kung saan ang kasalukuyang i 1 ay nagsisimulang magsara sa circuit: pangunahing paikot-ikot na TV (sa parehong direksyon) - kapasitor C3 - bukas transistor VT1 - inductor L. Ang mabilis na proseso ng recharging capacitor C3 at charging capacitor C4 ay nagsisimula. Sa isang oras na mas mababa sa t set, ang boltahe sa capacitor C3 ay bumababa sa zero, at sa capacitor C4 ay tataas sa U 0 . Matapos ang boltahe sa C3 ay bumaba sa zero, ang diode VD3 ay bubukas at ang kasalukuyang i 1 ay isinara sa pamamagitan ng diode na ito, upang sa sandaling t 2 - sa sandaling magbukas ang VT3 - ang boltahe dito ay halos zero, ibig sabihin, mayroong walang pagkawala ng kuryente sa panahon ng pagbubukas nito. Sa pagitan, ang pangunahing paikot-ikot na TV at inductor L ay short-circuited ng diode VD3 at transistor VT1, upang ang kasalukuyang sa circuit na ito ay sumasailalim sa halos walang pagbabago. Sa sandaling t 3, ang transistor VT1 ay lumiliko at ang mabilis na pag-recharging ng kapasitor C2 (at ang pag-charge ng kapasitor C1) ay nagsisimula, upang sa isang oras na mas mababa sa t set, ang boltahe sa C2 ay bumaba sa zero, pagkatapos kung saan ang diode VD2 ay bubukas. Hanggang sa sandaling t 4 - sa sandaling magbubukas ang transistor VT2 - ang kasalukuyang pinananatili ng inductor L ay sarado sa pamamagitan ng diodes VD2, VD3 at ang pinagmumulan ng enerhiya na U 0, ibig sabihin, ang enerhiya na nakaimbak ng inductor na ito ay bumalik sa pinagmulan. Ang VT2 ay nakabukas din nang walang pagkawala ng kuryente. Sa panahon ng agwat, ang VT2 at UT3 ay bukas, ang kasalukuyang i 1 ay nagbabago ng direksyon nito, ang output diode na VD6 ay bukas at ang enerhiya ay inililipat mula sa pinagmulan patungo sa pagkarga, at naka-imbak din sa mga chokes. Ang karagdagang mga proseso sa circuit ay nagpapatuloy sa katulad na paraan.

Upang maalis ang kababalaghan ng one-sided magnetization ng transpormer sa kalahating tulay at tulay na mga transformer ng boltahe, ang isang kapasitor ay madalas na nakabukas sa serye na may pangunahing paikot-ikot ng transpormer. Ang ganitong pagpapakilala ng isang kapasitor ay nagaganap, halimbawa, sa PN ng mga power supply ng PC, sa mga rectifier ng VBV-60/25-3k.

Sa output ng alinman sa mga itinuturing na push-pull converter, ang output rectifier ay maaaring gawin gamit ang isang single-phase bridge circuit o isang full-wave rectification circuit. Ang isang single-phase bridge rectification circuit ay kadalasang ginagamit lamang sa medyo mataas na output voltage level (ilang sampu-sampung volts o higit pa), dahil ito ay nailalarawan sa pamamagitan ng malalaking pagkalugi sa valve set kumpara sa isang full-wave circuit.

Literatura na ginamit: Power supply ng mga device at telecommunications system:
Tutorial para sa mga unibersidad / V. M. Bushuev, V. A. Demyansky,
L. F. Zakharov at iba pa - M.: Hotline-Telecom, 2009. -
384 pp.: may sakit.

I-download ang abstract: Wala kang access upang mag-download ng mga file mula sa aming server.

1. Arkitektura ng computer mga sistema ng kompyuter mga network ng telekomunikasyon

   Dokumento

   Dependencies upang pagpapasimple. 5. Paglalahad ng natanggap na... single-cycle (a) at dalawang-stroke(b) RS flip-flops. ..., dalubhasa mga nagko-convert impormasyon, ... index ( index paghahanap) ay nagbibigay-daan... para sa siyentipiko at teknikal mga kalkulasyon, mga problema sa matematika...

2. Pamamahala

   Ang LPC 1.0 ay ibinigay pagkalkula pinasimple Index ako 8 Index 8 Index dalawang-stroke scheme converter walang transformer...

3. archive

   Ang LPC 1.0 ay ibinigay pagkalkula bandwidth interface... . Magkita at pinasimple mga opsyon, nang walang... DS3) 6 FDEDIN (DS3) 8 Index ako 8 Index 8 Index 10 Motor On A o 10 ... nalalapat dito dalawang-stroke scheme converter walang transformer...

4. Pamamahala

   Ang LPC 1.0 ay ibinigay pagkalkula bandwidth ng interface... . Magkita at pinasimple mga opsyon, nang walang... DS3) 6 FDEDIN (DS3) 8 Index ako 8 Index 8 Index 10 Motor On A o 10 ... nalalapat dito dalawang-stroke scheme converter walang transformer...

Ang pinakasimpleng push-pull inverter ay isang self-generator ayon sa Royer scheme. Narito ang mga transistor ay halili sa saturation at cutoff na estado. Ang diagram na ito ay ipinapakita sa Figure 1.

Figure 1 Push-pull voltage converter circuit

Matapos i-on ang kapangyarihan, ang kasalukuyang daloy sa pamamagitan ng risistor R1, na binubuksan ang parehong mga transistor. Ang circuit ay simetriko at ang collector currents ng mga transistor ay pantay-pantay sa bawat isa i K1 = i K2, ang self-induction emf sa windings W1 ay pantay din sa magnitude, ngunit kabaligtaran sa direksyon. Samakatuwid, ang collector winding sa pangkalahatan ay neutral at walang na-induce sa base winding. Dahil sa thermal, shot o flicker noise, ang kasalukuyang ng isa sa mga transistor ay agad na tataas. Hayaan i K1 > i K2, pagkatapos ay lilitaw ang isang EMF sa base winding, tulad ng ipinapakita sa Figure 1, sa ilalim ng impluwensya kung saan bahagyang bubukas ang VT1 at nagsasara ang VT2, i Lalong tumataas ang K1, tumataas ang EMF, atbp. nangyayari ang isang prosesong tulad ng avalanche, bilang isang resulta kung saan ang VT1 ay pumapasok sa saturation, at ang VT2 ay pumapasok sa isang cutoff na estado. Ang operating point ng core ay pumapasok sa saturation region, ang kasalukuyang paglago ay huminto, ang self-induction EMF ay nagbabago ng sign sa kabaligtaran upang mapanatili ang bumabagsak na kasalukuyang at isang reverse avalanche-like na proseso ay nangyayari, bilang isang resulta kung saan ang VT2 ay pumapasok sa saturation, at ang VT1 ay pumapasok sa cutoff state, at iba pa.

Ito ay isang self-oscillator na may isang saturable na transpormer. Ang induction sa core ay nag-iiba mula sa –Bm hanggang +Bm. Ang risistor R1 ay nagsisilbi upang simulan ang circuit, at risistor R b nililimitahan ang base kasalukuyang sa bukas na estado.

Dahil sa may hangganan na bilis ng mga transistor na tumatakbo nang may saturation, ang kasalukuyang oras ng pagsipsip ng kolektor ay hindi katumbas ng zero at ang oras ng pag-turn-off ay mas mahaba kaysa sa oras ng pag-on. Samakatuwid, sa sandali ng pagbabago ng polarity ng boltahe sa W1, ang VT1 ay wala pang oras upang pumunta sa cutoff na estado, ngunit ang VT2 ay naka-on na at, sa bukas na VT1, ang boltahe ay inilalapat.

(1)

Samakatuwid, ang kasalukuyang kolektor ay may surge - ang tinatawag na through current. Ang mga diagram ng timing ng boltahe ay ipinapakita sa Figure 2.

Figure 2 Sa pamamagitan ng mga alon sa Royer circuit

Ang magnitude ng through current ay maaaring ilang beses na mas mataas kaysa sa operating current. Samakatuwid, sa modernong mga suplay ng kuryente, ang mga naturang circuit ay bihirang ginagamit, ngunit sa amateur radio practice ang mga ito ay napakalawak - pagiging simple at pagiging maaasahan, na may mababang output na kapangyarihan ng hanggang sa 100 Watts, gawin ang circuit na talagang kaakit-akit.

Para sa malalaking kapasidad gumamit ng mga hiwalay na hinimok na mga converter upang mabawasan ang pagkawala ng kuryente sa saturable output transformer. Ang control circuit ay nagiging mas kumplikado, ang mga control signal ay nabuo na may isang reserbang oras para sa pag-off ng mga transistor.

Kasama rin sa mga push-pull circuit ang bridge at half-bridge circuit. Ipinapakita ng Figure 3a ang power circuit ng bridge inverter, at ang Figure 3b ay nagpapakita ng operation diagram na may aktibong load. Ang mga susi ay gumagana nang pares at halili (VT1, VT4 at VT2, VT3). Ang mga pagkalugi dito ay mas malaki kaysa sa isang maginoo na circuit, dahil ang dalawang switch ay konektado sa serye sa kasalukuyang circuit. Ang boltahe sa pribadong key ay Ek lamang, kaya ang circuit na ito ay lalong kanais-nais sa mataas na boltahe ng supply. Ang hugis ng boltahe sa buong load at ang kasalukuyang hugis ay pareho.

Larawan 3 Bridge Inverter

Sa pagsasagawa, ang load ay bihirang aktibo; ito ay karaniwang inductive sa kalikasan (Figure 4) at ang kasalukuyang sa pangunahing paikot-ikot ay hindi maaaring magbago kaagad.

Figure 4 Bridge inverter na may inductive load

Matapos ilipat ang mga susi (VT1,4 malapit, VT2,3 bukas) sa ilalim ng impluwensya ng self-induction EMF, ang kasalukuyang patuloy na dumadaloy sa loob ng ilang oras (Δ t) sa pamamagitan ng pangunahing paikot-ikot sa parehong direksyon. Ang mga switch na VT2,3 ay hindi nagtataglay ng reverse boltahe at maaaring masira ng self-induction na EMF na ito. Upang maprotektahan ang mga ito at lumikha ng isang landas para sa kasalukuyang inductive discharge, ang lahat ng mga switch ay pinalalampas sa mga diode. Ang Figure 4 ay nagpapakita lamang ng dalawa sa kanila. Ang enerhiya na nakaimbak sa inductance ay bumalik sa pinagmulan sa pamamagitan ng circuit: minus ng source E K, diode VD3, winding W1, diode VD2, plus ng source E K, naganap ang paggaling, at upang ang kasalukuyang daloy sa pinagmulan , ang halaga ng emf ay lumampas sa E K sa halagang Δ U. Agad na kapangyarihan sa pagitan Δ t negatibo

p = u×i

Ang pagbawi ng enerhiya ay maaari ding magkaroon ng positibong papel. Halimbawa, ang urban electric transport at mga lokomotibo sa riles. Sa kanila, kapag gumagalaw, ang pagkonsumo ng enerhiya ay nangyayari mula sa makipag-ugnayan sa network magmaneho ng mga de-kuryenteng motor. Kapag nagpepreno, lumipat ang mga makina sa generator mode, ang kinetic energy ng paggalaw ay na-convert sa elektrikal na enerhiya at bumalik sa network. Sa mga suplay ng kuryente, ang pagbabagong-buhay ay humahantong lamang sa karagdagang pagkalugi at dapat na iwasan. Sa isang bridge inverter, halimbawa, maaari mong baguhin ang switch control algorithm, tulad ng ipinapakita sa Figure 5.

Figure 5 Bridge inverter na walang pagbabagong-buhay

Sa circuit na ito, kasama ang mga switch na VT1 at VT4 na sarado, ang enerhiya ay inililipat sa load at naipon sa inductance. Pagkatapos buksan ang VT1, ang self-induction EMF ay nagbabago ng sign, tulad ng ipinapakita sa Figure 6a, at ang inductance ay pinalabas sa pamamagitan ng open switch VT4 at ang protective diode VD3 sa load. Dito, ang margin ng oras ay tulad na ang inductance ay ganap na pinalabas at ang mas mataas na mga harmonika ay lumilitaw sa output boltahe. Kung walang agwat sa pagitan ng mga agos i p at i 1, pagkatapos ay hindi magkakaroon ng paglubog sa boltahe ng output at magkakaroon ng mas kaunting mga mas mataas na harmonic sa spectrum nito.

Ang mga circuit ng tulay ng mga converter ng boltahe ay may apat na kinokontrol na switch at isang medyo kumplikadong control circuit. Ang half-bridge circuit, na ipinapakita sa Figure 6, ay nagpapahintulot sa iyo na bawasan ang bilang ng mga susi.

Figure 6 half-bridge voltage converter circuit

Narito ang mga capacitor C1 at C2 ay lumikha ng isang artipisyal na midpoint ng pinagmulan. Kapag ang VT1 ay bukas, ang kapasitor C1 ay pinalabas sa load at ang C2 ay nire-recharge, at kapag ang VT2 ay nakabukas, sa kabaligtaran, ang C2 ay pinalabas sa pagkarga at ang C1 ay na-recharge. Ang boltahe na inilapat sa pangunahing paikot-ikot ng transpormer ay katumbas ng boltahe sa isang kapasitor.

Panitikan:

1. Sazhnev A.M., Rogulina L.G., Abramov S.S. “Power supply ng mga device at mga sistema ng komunikasyon”: Textbook / State Educational Institution of Higher Professional Education SibGUTI. Novosibirsk, 2008 – 112 s.
2. Aliev I.I. Sangguniang libro sa elektrikal. – ika-4 na ed. corr. – M.: IP Radio Soft, 2006. – 384 p.
3. Geytenko E.N. Pangalawang mapagkukunan ng kuryente. Disenyo at pagkalkula ng circuit. Gabay sa pag-aaral. – M., 2008. – 448 p.
4. Power supply ng mga device at telecommunication system: Textbook para sa mga unibersidad / V.M. Bushuev, V.A. Deminsky, L.F. Zakharov at iba pa - M., 2009. – 384 p.